瑞盟ADC新品MS53115（ 参数和噪音评估）

在美丽的杭州，其实也有一家默默努力的信号链公司：

正好三个月在西湖边溜达来着，放个西湖，hhhh

正好上个月在西湖边溜达来着，放个西湖，hhhh

话说回来是：

瑞盟

瑞盟

他们的很多料都很意思，比如之前测速度的就有替代（有空可以测一下），还有一颗小 OP：

这个之后介绍

这个之后介绍

新品MS53115：单电源八通道Σ-Δ型模数转换器，24位分辨率，125 kSPS采样率，±10V输入范围

就是一个很适合工业测量的料，只是一眼看过去，采样率被这么多通道分了就很慢了。

看看芯片de样子

因为这边客户端的评估板还没有搞完，我就先拿 chip 了

因为这边客户端的评估板还没有搞完，我就先拿 chip 了

具体参数

因为电气和编程是分开的，我这边编程就先不写了

类型：集成模拟前端的 24 位 Σ-Δ ADC

输入能力：

标称量程：±10 V

允许极限输入：±20 V（内部有分压网络）

输入阻抗：约 1.5 MΩ

通道数：

8 路差分或 16 路单端

最高速：单通道最高 125 kSPS 输出多通道扫描时，每通道最高约 24.845 kSPS（40.25 μs 建立时间）。

一颗自带 ±10V 前端、内部参考、电源 LDO、数字滤波和多通道扫描逻辑的“PLC / DCS 模块专用 ADC 。

内部框图怎么理解

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左侧：16 路 AIN0~AIN15 → 连接到 分压模块 + 多路选择器

分压模块负责把 ±10V（甚至 ±20V 极限）降到内部 ADC 合适的量程；VCM & VBIAS- 用于定义输入的共模/偏置点。

中间：Σ-Δ ADC + 数字滤波器

前面是过采样、调制（Σ-Δ 调制器），后面是可配置的数字滤波（sinc5+sinc1 / sinc3 / 增强型 50/60 Hz 抑制滤波器）。

上侧：内部 2.5 V 参考源 + REFOUT 管脚，可直接外接 0.1 µF 去耦当系统基准。

右侧：串行接口 + GPIO/GPO

标准 SPI 兼容（SCLK / DIN / DOUT / CS），DOUT 复用 RDY；还有 GPIO0、GPIO1、GPO2、GPO3 可做通用控制/状态输出。

下侧：模拟 LDO（REGCAPA）、数字 LDO（REGCAPD）、时钟模块（内部 8 MHz + 外部晶振/时钟）。

简化理解：

“16 路高压输入 → 内部分压 → 可编程 Σ-Δ ADC + 数字滤波 → SPI 输出”，外围只要供电、电容、少量参考/时钟器件，就能直接用。

管脚与供电/参考的关键点

供电与地

模拟电源：AVDD 4.5–5.5 V，相对 AVSS

数字电源：DVDD 2–5.5 V，相对 DGND，且 DVDD 与 AVDD 电平独立

模拟“负电源”：AVSS 相对 DGND 可在 -2.75~0 V（这意味着可以让模拟前端工作在稍微低于数字地的电平，以更好适配 ±10V 输入的内部偏置。）

工业场景通常DGND = 0、AVSS 也接 0（单电源 0–5 V），芯片内部通过分压和偏置处理 ±10V 信号；外面只要保证输入绝对值不超过 ±20V。

参考电压与 VCM/VBIAS

内部参考：REFOUT = 2.5 V（相对 AVSS），初始精度 ±0.12%（25℃），温漂 ±22 ppm/℃。

外部参考：VREFP / VREFN 差分输入范围：1 V ~ AVDD；可以禁用/启用内部 buffer，限制略有不同（见表 8，“外部基准输入”一段）。

VBIAS-（脚 11）：

“负电压偏置”，用来设定模拟前端的偏置电平，应连接到 AVSS；内部的分压模块就是以 VBIAS-/VCM 这些点作为基准做偏移的。

简单说：

VREFP/N 控制“量程标尺”，VCM/VBIAS- 决定“刻度零点在哪”。一般照手册：VCM、AVSS、VBIAS- 都接在模拟地系，内部分压已帮大家处理 ±10V。

模拟输入 AINx

每个 AINx 支持两种配置：

单端模式，AINx 相对于 VCM 测量（相当于 AINx – VCM）。

差分模式；(AIN0, AIN1)、(AIN2, AIN3)…(AIN14, AIN15) 组成 8 组差分对。

重要参数：

标称差分范围：±10 V（满量程）

绝对输入范围：-20 ~ +20 V（相对 AVSS）

输入阻抗：约 1.5 MΩ

说明可以直接把 ±10V 工程量（变送器、电压信号）接上，芯片内部会自动降压到 ADC 工作区间。外面一般只需要简单 RC 滤波+浪涌/过压保护。（后面有一节写这个）

时钟与接口

时钟

内部时钟：8 MHz，精度 ±2.5%

外部晶振：14~16.384 MHz（XTAL1/XTAL2，典型 16 MHz）

外部时钟：8~8.192 MHz（CLKIO）

数字滤波器的输出数据速率 ODR 会根据 主时钟频率 + 内部设置 计算出；手册给了直接的 ODR 表，不用自己推算。

噪声 & 有效分辨率怎么读？

重点看表 1（sinc5+sinc1）与表 2（sinc3）

重点看表 1（sinc5+sinc1）与表 2（sinc3）

每一行里几个关键列：

默认输出数据速率（SPS）：芯片整体 ODR（单通道、SING_CYC=0 时）。

输出数据速率（每通道 SPS）：多通道扫描 / 单周期模式时，每个通道实际能拿到的 SPS。

建立时间：给某个通道切换过去后，滤波器需要多长时间，输出才完全“稳定在新通道”的数据，通道扫描时的“通道扫描周期 = 建立时间”。

陷波频率：数字滤波器的零点位置，比如 50/60 Hz 陷波（抗工频干扰）。

噪声（µV rms） & 有效分辨率（位）：基于 ±10 V 量程算出来的“等效 ENOB”。

噪声（µV p-p） & 峰峰值分辨率（位）：用峰峰值噪声对应无失码位数。

典型数值感受一下（sinc5+sinc1，±10V）：

125 kSPS（单通道）：噪声 ≈ 133 µV rms，ENOB ≈ 17.2 bit，峰峰 ≈ 14.4 bit

2.5 SPS：：噪声 ≈ 2.34 µV rms，ENOB ≈ 23.0 bit，峰峰 ≈ 20.8 bit

也就是说：

速度越高 → 有效位数降到 17~18 bit；速度越低 → 可逼近 23 bit 有效分辨率。

为 50 Hz ±1 Hz 和 60 Hz ±1 Hz 提供额外的抑制；比如 20 SPS 时（建立时间 50 ms)：50/60 Hz 同时抑制可达 85 dB，噪声只要 5.54 µV rms，峰峰分辨率 ≈ 19.35 bit。（这就是 “电能计量/工控” 典型场景：慢速 + 超强 50/60 Hz 抑制。）

评估噪音

这颗 53115 的“测量极限”本质上是：±10 V 量程下，单通道慢速 sinc3 模式时，噪声大约 2.5 µV_rms、约 11 µV_p-p，对应噪声无失码分辨率 ~20.8 bit，等效有效分辨率 ~22.9 bit；高速多通道模式（sinc5+sinc1，125 kSPS）时，噪声要大得多，约 133 µV_rms，对应 ~17.2 bit 有效分辨率、14.4 bit 无失码分辨率。

量程方面：额定性能保证在 ±10 V，输入阻抗约 1.5 MΩ；绝对允许输入 -20 V~+20 V，但这段只是“安全不坏”，不是保证精度的测量范围。

具体评估：噪音情况& 能测到多小 / 多大

先定标尺：LSB 和理论极限

芯片标称是 24 bit Σ-Δ，额定差分输入范围 ±10 V（FSR = 20 V）。

1 LSB（理论量化步进）

理想 24 bit ADC 的量化噪声_rms：

实际 datasheet 里给出的噪声要明显大于 0.34 µV_rms，所以系统噪声是由前端+调制器+参考等决定的，远大于纯量化噪声，24 bit 更像是“码宽”，而不是噪声自由分辨率。

不同模式下的噪声情况

sinc5 + sinc1（多通道/高速）

表 1 是使用 sinc5+sinc1 滤波器、±10 V 输入时，在不同 ODR 下的噪声与分辨率：

挑几个关键点（典型值，外部 Vref、0 V 输入）：

高速 125 kSPS 时

噪声 ≈ 133 µV_rms，相当于 112 LSB_rms 左右；只看“无失码分辨率”只有 ~14.4 bit，更像是一个±10 V、14~15 bit 无失码的多通道高速 ADC。

把速率降下来（例如 5 kSPS）

噪声压到 42 µV_rms，噪声自由分辨率能到 ~16 bit 多，再往下（≤100 SPS），就能接近 20bit 级的无失码分辨率。在多通道扫场景下，是用 ODR 换噪声——速率越低，噪声越小，真正能用的有效 bits 越高。

sinc3（单通道/低速高精度）

表 2 是 sinc3 滤波器，主要针对单通道或“少通道、低速”的高精度应用。

同样挑几个：

同样的 ODR 下，sinc3 的噪声总是比 sinc5+sinc1 更低一点，尤其在低速时更明显；在 2.5 SPS 时，噪声 2.52 µV_rms，对应有效分辨率 22.92 bit、无失码 20.8 bit，已经非常接近 datasheet 能给出的“极限”。

应用说明里也明确说：sinc3 是为了单通道、低速时获得最优噪声特性，建立时间关系式 t_settle = 3/ODR。

增强型 50/60 Hz 抑制滤波器（工频环境）

表 3 是“增强型 50Hz+60Hz 抑制滤波器”，主要是牺牲一点噪声来换双工频高抑制：

可以理解为：如果现场工频干扰很重，想要 50 Hz 和 60 Hz 同时深度陷波，就用这个增强滤波模式，代价是噪声略大一点、分辨率退到 19~19.5 bit 左右。

噪声决定的“最小可测分辨率”

这里可以分三层来理解：

单次读数分辨率（不做平均）

以最优模式（sinc3、2.5 SPS）为例：噪声 ≈ 2.5 µV_rms，对应无失码分辨率 ~20.8 bit → 等效 “干净 code 步进” ~ 11 µV_p-p；也就是说：如果你只看原始输出，不做平均、不过滤，能比较稳定区分的最小变化量，大约就是 10 µV 级别。

高速模式（125 kSPS，sinc5+sinc1）时：噪声 ≈ 133 µV_rms，不做平均时你能分得开的最小变化量其实是 上百 µV，更像 14~15 bit 的无失码。

通过平均/数字滤波压噪声

因为表 1/2 中的噪声是在固定 ODR 下、简单算统计量得到的，如果你还在 MCU/上位机里再做平均：噪声理论上会按 下降（前提是噪声近似白噪声、没有强 1/f 和漂移）；例如在 2.5 SPS 模式下，再平均 100 个样本（约 40 s 的时间），等效噪声可以压到 ~0.25 µV_rms 量级；这个时候量化噪声 (~0.34 µV_rms) 就开始浮出水面，再往下压就难了。

但是，现实中我们还会遇到：参考源的 0.1–10 Hz 噪声（内部 REFOUT 本身 0.1–10 Hz 噪声 ≈ 9.2 µV_rms，对 2.5 V 参考来说）；前端电阻的热噪声、传感器本身噪声；温度漂移引入的缓慢漂移（平均不掉）；所以实际极限 DC 分辨率通常会被这些慢变化噪声和漂移卡住，在一个合理时间窗口内（比如几十秒）很难做得比 1 µV 级好太多。

有效分辨率 vs 无失码分辨率

datasheet 里给了两个分辨率概念：

有效分辨率：用 rms 噪声换算出来，相当于 SNR 对应的 ENOB。

峰峰值分辨率（无失码）：用 p-p 噪声算出来，等价于“码字不会跳字”的 bits 数。

从“测量极限”的角度看：如果关心“能看到多小的变化”（比如做 FFT、统计分析），看有效分辨率；如果关心“显示的数字要稳定、不抖码”（比如数字表读数），看峰峰值/无失码分辨率。

在合理平均时间内，做到 10 µV 级无失码分辨率、几 µV_rms 的分辨能力是比较现实的目标；高速多通道时要接受分辨率退到 15~18 bit 这一档。

综合评估测量的带宽范围

我之前的文章也写了，这个多通道的切换是均分采样率以及也是需要稳定时间的，那不可避免的也是需要评估一下。

先统一一下概念：三个“带宽”

对 53115 来说，跟设计相关的带宽其实有三层：

数字输出数据速率 ODR

单通道：2.5 SPS ～ 125 kSPS；对应“数学上的”奈奎斯特带宽 = ODR/2。

内部数字滤波器的有效通带

sinc5+sinc1 / sinc3 是标准 sinc 滤波器，在整数倍 ODR 处有“陷波”，频响从 DC 开始平坦，接近 ODR 时已经明显衰减，然后在 “陷波频率”处为 0。表 1/2 里的“陷波频率”基本都等于当前 ODR；增强型 50/60 Hz 滤波器是在 sinc5+sinc1 后面再叠一层后置滤波，专门把 50 Hz ±1 Hz，60 Hz ±1 Hz 打成深陷波。

多通道扫描时，每路的“等效带宽”

表 1/2 可以看到多通道 / 单周期模式时，每通道的 ODR 会降低，同时建立时间 = 1 / 通道转换速率；也就是：想多通道、单周期稳定，就要用更低的 per-channel ODR，对应每路带宽也会降。

在工程上，通常会保守一点，用规则：

能保证幅度响应还比较平坦的“测量带宽” ≈ 0.2～0.3 × ODR（再往上虽然没到陷波，但幅度/相位已经明显劣化）

各种滤波模式的“可用带宽”大致怎么估

sinc5 + sinc1（多路复用/高速模式）

应用说明里明确说：

sinc5+sinc1 适合多路复用场景，在不超过 10 kSPS 的采样率下可以做到单周期建立；sinc5 模块固定 125 kSPS，sinc1 模块通过抽取控制最终 ODR。

结合 datasheet 表 1：单通道时 ODR 最大 125 kSPS，对应陷波频率也是 125 kHz。

通常可以这么估：

单通道 125 kSPS，目标是“能看到波形就行”：理论奈奎斯特，62.5 kHz；sinc5+sinc1 通带平坦区实际大约在 0～20 kHz 左右是比较靠谱的；20～40 kHz 带着明显衰减还能看；接近 62.5 kHz 前就已经很塌了。

要兼顾多通道、带宽和单周期稳定

手册说“单周期建立只在 ODR≤10 kSPS 时对 sinc5+sinc1 有效”。

举例：设置 per-channel ODR = 5 kSPS：

奈奎斯特 = 2.5 kHz（实际建议把有效测量带宽控制在 1~1.5 kHz 左右，这样相位/幅度都还比较好。）

总结：sinc5+sinc1 模式下“可用测量带宽”大致是 0～(0.2~0.3)×ODR，每通道 ODR 又受多通道和单周期约束。

sinc3（单通道/高精度）

应用说明里给了两个关键式子：

建立时间：

数据速率与滤波抽取比关系：

这是典型的 sinc³ 滤波器，频响性质：通带更“收敛”：高频滚降更陡 → 低速下噪声性能最好（datasheet 表 2 的 ENOB 就是基于这个）；但同样，在接近 ODR/2 的区域，幅频响应已经显著衰减。

工程上可以用一个经验值：

对 sinc3 来说，比较平坦的带宽大致在 0～0.25×ODR 左右；再往上（接近 0.5×ODR）会有明显 droop。

例如用 sinc3，ODR = 1 kSPS（表 2：噪声 ~13.6 µV_rms）。

奈奎斯特 = 500 Hz

建议的“高保真测量带宽” ≈ 0～200~250 Hz。

ODR = 100 SPS：奈奎斯特 = 50 Hz；实际适合测 0～20 Hz 左右的慢变化（位移、温度、力、工频 RMS 等）。

所以：sinc3 更适合“低频高分辨率场景”，典型就是几十赫兹以内的信号。

增强型 50/60 Hz 滤波器（能量计量/强工频干扰）

增强型滤波器是对 sinc5+sinc1 的后置滤波，最高 ODR ≈ 27.27 SPS。

表 3 里给的几个典型点：

这类滤波器目标很明确：频率在 50 Hz±1 Hz、60 Hz±1 Hz 范围内的干扰被强烈抑制（最多 90 dB）；换来的代价是 ODR 很低，通带很窄。

如果用 ODR = 20 SPS（奈奎斯特 10 Hz）：实际适合的测量带宽就是 0～8~9 Hz 那一档。

多通道扫时，每路带宽还能剩多少？

看 datasheet 的表 1/2，会发现两类数据：

“默认输出数据速率（SING_CYC=0，单通道使能）”；“输出数据速率（每通道，SING_CYC=1 或多通道使能）”。

规律是多通道时，每个通道的 ODR = 总 ODR / 有效通道数（再加上一些内部 pipeline 影响）；建立时间 = 1 / 通道转换速率；于是 每路 Nyquist 变小，可用带宽也随之减小。

通过噪音给的工作区间

把前几轮噪声讨论加进来，可以粗略给出 53115 的三个典型“工作区间”：

高速多通道区（sinc5+sinc1，ODR ~ 10–125 kSPS）

单通道：最大 ODR=125 kSPS，可用带宽最多做到 10~20 kHz 级别。

多通道时：每路 ODR 下降，按 0.2~0.3×ODR 估带宽。

噪声在几十～百余 µV_rms 量级，对应 17~19 bit 有效分辨率。

中速高精度区（sinc3，ODR ~ 100–5 kSPS）

单通道/少通道应用，带宽 10 Hz～几百 Hz；噪声可压到 10 µV_rms 以内，对应 20~22 bit 有效分辨率。

低速超高分辨率 & 强工频抑制区（sinc3 or 增强滤波，ODR ≤ 20–25 SPS）

带宽 0～几 Hz，适合慢变化量/ RMS 量；sinc3 2.5 SPS 时噪声 ~2.5 µV_rms，对应 22.9 bit 有效分辨率、20.8 bit 无失码；增强滤波器 20 SPS 时，对 50/60 Hz±1 Hz 干扰抑制 ~85 dB，噪声 ~5.5 µV_rms。

简单总结一句话

理论上：53115 单通道最高 125 kSPS，奈奎斯特 62.5 kHz，但考虑 sinc 滤波器的幅度滚降，“高保真可用带宽”通常取 0～(0.2~0.3)×ODR。（多通道时每路 ODR = 总 ODR / 通道数，再按照上面比例估带宽。）